0 引言
近年来，交流变频技术在煤矿机电控制领域得到了推广应用，大量矿用变频器被用于电动机变频调速[1-2]。动力总线的高压电经过多级工频变压器降压后输入到对应电压等级的变频器，变频器将工频电变换成电动机实际工况所需频率，滤波后经过长电缆传输驱动电动机进行调速[3-5]。工频变压器和变频器体积庞大，变频器一般需专门放置在巷道或者硐室中，使井下工作空间更加狭窄。
电力电子变压器一般是指通过电力电子技术及高频变压器实现的具有但不限于传统工频变压器功能的新型电力电子设备[6-8]。若用电力电子变压器代替工频变压器，并将其与变频器融为一体，在变压的同时变频输出，可有效减小变压器和变频器整体的体积和质量，提高功率密度和工作效率。
在变频调速控制算法方面，空间矢量脉宽调制(Space Vector Pulse Width Modulation，SVPWM)算法具有直流母线电压利用率高、输出电压谐波含量少等优点，是当前电动机变频调速控制的主流算法。针对传统的煤矿井下矿用变频器SVPWM算法计算复杂、输出的三相交流电压谐波含量较高的缺点,文献[9-10]提出了基于60°坐标系的矿用变频器SVPWM算法及其改进算法,通过分解或转换坐标系一定程度上减少了运算量。文献[11-12]提出了一种基于120°坐标系的新型SVPWM算法，该算法摆脱了复杂的坐标变换及运算过程，有效地简化了SVPWM算法的结构，缩短了算法程序的执行时间，提升了算法的运行效率，进而可提高矿用变频器工作效率。
基于此，本文分析了变压器工作频率与其体积的理论关系，提出了一种基于电力电子变压器隔离变压的复合矿用变频器拓扑结构；给出了该拓扑各级的控制策略，采用文献[11]所提算法控制变频输出级。通过仿真模拟和实验验证了该变频器设计方法的正确性和可行性。
1 变压器工作频率与体积的关系
典型的变压器结构如图1所示。
图1 典型的变压器结构
Fig.1 Typical transformer structure
结合图1,变压器传输功率P为[13]
P=∑UI=Kv fBmax J0kf Ac ku Wa
(1)
式中：U，I分别为变压器每个绕组上的外加电压和电流；Kv为波形因数，当工作波形为正弦波时，Kv为4.44，当工作波形为方波时，Kv为4.0；f为变压器工作频率；Bmax为最大磁感应强度；J0为每个绕组中使用的相同电流强度；kf为磁芯叠片系数，一般为0.95；Ac为磁芯横截面积；ku为窗口利用因数，通常为0.4；Wa为绕组窗口面积。
磁芯横截面积Ac与绕组窗口面积Wa的乘积代表了磁芯的尺寸，可用窗口横截面积Ap来表示，即Ap=Ac Wa。重新整理式(1)可得
P=∑UI=Kv Bmax J0kf ku fAp
(2)
由式(2)可知，当Kv，Bmax，J0，kf，ku及P一定时，工作频率f与窗口横截面积Ap成反比，即传输功率一定时，变压器工作频率越高，其尺寸(体积)可设计得越小。因此，在传输功率相同的情况下，与工频变压器相比，高频变压器的尺寸更精简，体积更小，功率密度更高。
2 复合矿用变频器拓扑结构
目前，在矿用变频器拓扑结构中，常见的变频调制电路拓扑有交-交型和交-直-交型2种[14]。其中交-直-交型变频调制电路拓扑具有动态性能好、输出电能质量高的优点，在变频器上得到了越来越多的应用。常见的交-直-交电压型变频器拓扑结构直流环节是滤波电容，不包括电力电子变压器(包含高频变压器的DC-DC变换器)，不具有多次变压和隔离的功能。如何在保证输出三相变频电压质量的同时，减少电力电子开关器件数量，降低产品成本，并使变频器具有隔离、变压的复合功能，是值得考虑的问题[15]。
本文用电力电子变压器(包含高频变压器的DC-DC变换器)取代常见拓扑中的中间滤波电容，提出了一种基于电力电子变压器的复合矿用变频器拓扑结构，如图2所示。
图2 复合矿用变频器拓扑结构
Fig.2 Topological structure of composite mine inverter
复合矿用变频器拓扑由三相整流输入级、中间隔离变压传输级和三相变频输出级组成。输入级由二极管不控整流H桥、电网侧滤波电感Lp1—Lp3及直流侧稳压支撑电容Cp构成；传输级由高频变压器、一次侧IGBT单相逆变H桥和二次侧二极管不控整流H桥构成；输出级由直流侧稳压电容Cs和IGBT三相逆变变频H桥构成。变频器输出端和负载间加装LC滤波器，进行滤波处理。
该拓扑中，全控型开关器件IGBT的数量仅为全部功率器件数量的一半，从而减少了变频器的开关损耗，降低了硬件复杂度和生产成本，提升了效率和可靠性。
3 变频器各级拓扑控制策略
3.1 输入级控制
输入级电路拓扑结构如图3所示。
图3 输入级电路拓扑结构
Fig.3 Input stage circuit topology
普通电力二极管具有单向导通的特性，为使电路拓扑结构及控制策略更简单实用，减小IGBT开关管带来的开关损耗，输入级采用不控整流的控制策略。电容两端的整流电压为线电压，三相电压Ua,Ub,Uc中，线电压瞬时值最大的2相的二极管导通，整流电流从相电压瞬时值最高的一相流出至负载，再回到相电压瞬时值最低的一相。在1个交流电源周期(2π)内，三相桥式不控整流电路的输出电压波形由6个形状相同的电压波段组成，输出电压最大值为线电压的峰值。即在电容滤波的三相不控整流电路中，若输入有效值为Urms的三相对称正弦交流电，则空载时输出直流电压Udc1的最大值为三相交流线电压的峰值
显然，三相正弦交流电通过由二极管组成的H桥变换器并经电容Cp滤波稳压后可实现整流，且整流后的直流电压Udc1的极性为上正下负。
3.2 传输级控制
高频变压器是电力电子变压器中的核心器件，具有体积小、功率密度高、传输效率高等优点，适用于高频变压场合。传输级电路拓扑结构如图4所示。高频变压器的主要作用是实现一次侧和二次侧系统的电气隔离、电压等级变换和能量传递。
图4 传输级电路拓扑结构
Fig.4 Transmission stage circuit topology
在中间传输级控制策略设计中，对于高频变压器一次侧逆变H桥电路拓扑，采用等脉宽调制(Equal Pulse Width Modulation，EPWM)算法，使S1，S4两个开关管输入的驱动方波信号相同，S3，S2两个开关管输入的驱动方波信号相同，且使同一桥臂上下2个开关管输入的驱动方波信号相位差为90°，形成互锁。即直接采用开环控制将输入级整流输出的直流电调制成占空比为50%、频率为10 kHz的高频方波。
逆变H桥电路的工作过程如下：前半周期，令S3，S2导通，S1，S4截止，则高频变压器原边中的电压为上正下负；后半周期，令S3，S2截止，S1，S4导通，则高频变压器原边中的电压为下正上负。上述2种状态不断反复交替，则高频变压器原边电压为交变方波电压，经高频变压器变压耦合到二次侧后，再由不控整流H桥变换器同步整流还原成直流电压。这种控制方式的优点是控制系统简单、可靠性好。
3.3 输出级控制
输出级电路拓扑结构如图5所示。
图5 输出级电路拓扑结构
Fig.5 Output stage circuit topology
采用文献[11]提出的120°坐标系下快速SVPWM算法实现输出级三相交流电压变频变压调试。实验时，将SVPWM算法程序通过计算机中的CCS软件编译并下载到处理器中，通过DSP引脚输出信号控制IGBT三相逆变H桥开关管S5—S10的通断，从而将直流母线电压Udc2逆变为三相正弦交流电压并变频变压输出。
4 仿真分析与实验验证
4.1 仿真分析
4.1.1 建模及参数设置
采用Matlab/Simulink软件建立复合矿用变频器仿真模型，如图6所示。
仿真模型参数设置：输入级输入网侧相电压有效值Urms为660 V的三相对称正弦交流电压Ua0，Ub0，Uc0；网侧滤波电感Lp1=Lp2=Lp3=4 mH；传输级两侧电容Cp=Cs=5 mF；LC滤波器中电感L=4 mH，电容C=10-5 F；变压器变比为24.23∶14。输出级中，根据SVPWM算法可知，输出的最大不失真电压空间矢量圆半径，即不发生过调制情况下输出的三相相电压最大幅值为
图6 复合矿用变频器仿真模型
Fig.6 Simulation model of composite mine inverter
鉴于建模的变频器为开环系统，为使SVPWM算法计算更加方便，对算法中一些参数进行了定义：设三相变频输入直流母线电压Udc2为300 V，则三相交流参考相电压的幅值Um在不发生过调制情况下最大可设置为173.2 V，本文设Um为100 V，初始参考频率 f0为50 Hz，IGBT管开关频率(载波频率)fc为10 kHz。当实际输入直流母线电压Udc2为其他值时，实际输出的三相变频相电压幅值会按比例(Udc2 /Um=3)相应增大或减小。当Udc2一定时，通过修改算法中三相参考电压的幅值Um(即改变Udc2/Um的值) 和频率f0，就能改变变频器实际输出的相电压幅值和频率，进而可实现电动机的恒压频比变频调速。仿真时间设置为0.5 s。
4.1.2 仿真结果及分析
将各级示波器数据导出到Matlab仿真数据显示图窗中并建立坐标系，得到各级仿真结果，如图7所示。
(a) 三相输入相电压(f=50 Hz)
(b) 中间级输入电压Udc1和输出电压Udc2
(c) 变压器一次侧逆变方波U1(f=10 kHz)
(d) 变压器二次侧耦合方波U2(f=10 kHz)
(e) 三相变频输出相电压波形(f1=40 Hz)
(f) 三相变频输出相电压波形(f2=50 Hz)
(g) 三相变频输出相电压波形(f3=60 Hz)
图7 变频器拓扑各级仿真波形
Fig.7 Simulation waveforms of inverter
topology at all levels
输入级输入相电压有效值为660 V、频率为50 Hz的三相正弦交流电压Ua0，Ub0，Uc0，经不控整流后得到直流电压Udc1，稳定值约为1 616 V，如图7(b)所示。观察Udc1电压纹波情况，发现在0～0.05 s时间段内有电压纹波成分。Udc1输入到EPWM逆变调制算法控制的中间级变压器一次侧，得到逆变方波U1，如图7(c)所示，可见电压幅值为1 616 V，频率为10 kHz。方波U1经过高频变压器隔离变压后得到二次侧耦合方波U2，如图7(d)所示，可见U2约为933 V，频率为10 kHz，U2与U1的幅值比为14∶24.23，说明U1通过高频变压器实现了电压等级变换。将U2输入变压器二次侧不控整流H桥，得到中间级输出电压Udc2，其电压波形平滑上升至0.05 s后趋于稳定，稳定后Udc2与Udc1的幅值比为14∶24.23。对比分析图7(b)可知，Udc1经过中间级隔离变压后，得到的Udc2波形上升期间更平滑。将Udc2输入到输出级三相变频电路，改变SVPWM算法中三相参考电压频率f0的值，得到不同频率(f1—f3)的三相输出相电压波形，如图7(e)—图7(g)所示，三相变频正弦交流电Ua1—Ua3，Ub1—Ub3，Uc1—Uc3相电压幅值Um≈Udc2/3，相位互差120°，三相电压波形相位对称且正弦度良好。
4.2 实验验证
4.2.1 实验平台
为了验证基于电力电子变压器的复合矿用变频器的正确性、可行性及有效性，根据其拓扑结构，利用DSP TMS320F28335、IGBT模块、单变比高频变压器和LC滤波器等搭建实验平台，进行实验验证，如图8所示。
图8 复合矿用变频器实验平台
Fig.8 Experiment platform of composite mine inverter
实验参数设置：高频变压器工作频率为10 kHz，变比为1；交流侧电感Lp1=Lp2=Lp3=2 mH，两侧稳压直流电容Cp和Cs为400 V/820 μF；LC滤波器电感为3 mH，电容为4.7 μF。
将相电压有效值为110 V、频率为50 Hz的三相正弦交流电供给输入级，用FLUKE示波器和HIOKI电能质量分析仪测试各级输出波形。
4.2.2 实验结果及分析
变频器拓扑各级实验波形如图9所示。
(a) 输入级三相正弦相电压波形(f=50 Hz)
(b) 中间级输入电压Udc1和输出电压Udc2
(c) 变压器一次侧逆变电压U1和二次侧耦合电压U2
(d) 输出级三相正弦相电压(f1=40 Hz)
(e) 输出级三相正弦相电压(f2=50 Hz)
(f) 输出级三相正弦相电压(f3=60 Hz)
图9 变频器拓扑各级实验波形
Fig.9 Experimental waveforms of inverter
topology at all levels
三相电压经输入级不控整流后得到直流电压Udc1，如图9(b)所示，其值为
经过传输级变压器一次侧逆变后得到高频方波电压U1，其幅值为269 V，频率为10 kHz；U1经单变比高频变压器隔离后得到二次侧耦合方波电压U2，其幅值和频率与U1相同，如图9(c)所示。U2经变压器二次侧不控整流得到稳定直流电压Udc2，将Udc2输入三相变频电路，由于不能动态显示，且煤矿井下设备电动机调频范围一般为40～60 Hz，通过改变SVPWM算法中三相参考电压频率f0的取值，最终选择输出3种频率f1—f3的三相对称正弦交流电Ua1—Ua3，Ub1—Ub3，Uc1—Uc3，如图9(d)—图9(f)所示，可见，三相电压相位对称且正弦度良好，三相交流相电压幅值Um≈90 V≈Udc2/3，实验结果与仿真结果一致，符合预期。
5 结论
(1) 提出了基于电力电子变压器隔离变压的复合矿用变频器拓扑结构，该拓扑中，全控型开关器件IGBT的数量仅为全部功率器件数量的一半，在实现高性能三相变频变压输出的前提下，大量减少了开关器件的驱动、控制、保护等配套电路，降低了开关损耗，使变频器效率更高。
(2) 煤矿井下相应等级的三相交流电可接入复合矿用变频器中，通过中间级不同变比的高频变压器变压和输出级SVPWM算法变频变压控制，可实现变频输出及电压等级的二次变换，使变频器输出调压范围更灵活。采用120° SVPWM算法控制得到的三相变频正弦交流电相位对称，谐波很小，可用于井下设备电动机的变频调速。
(3) 电力电子变压器的应用使得复合变频器在实现能量流动、电气隔离、电压等级变换的同时，具有更紧凑的结构、更小的体积、更高的功率密度，并提升了变频器系统的可靠性，节省了井下工作空间。
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