0 引言
目前我国矿用电机车大多使用铅酸蓄电池作为储能元件。铅酸蓄电池能量密度低，使用寿命短，充电过程复杂，维护成本高，在电机车上应用具有一定局限性[1-3]。超级电容器因可以反复充电数十万次、功率密度高、充放电时间短等优点被应用于矿用电机车中[4-5]。
双向DC-DC变换器是连接矿用电机车驱动系统输入源与直流环节的最主要装置。变换器有隔离型和非隔离型两大类，目前矿用电机车主要采用非隔离型变换器，主要包括以下几种：① Cuk、Sepic/Zeta变换器，其结构简单，但转换效率低[6]；② 单相buck-boost变换器，转换效率高[7]，但与铅酸蓄电池相比，超级电容电路中的启动电流更大，容易损坏开关器件；③ 多相变换器，虽然高效、安全，但会增加体积，控制策略也更复杂，不适用于矿区的恶劣环境[8-11]。文献[12]中两相buck-boost电路所用的开关元件和二极管的电压、电流应力较小，并且只需2个电感就可以储存和释放能量，但其调压范围较窄，不适用于超级电容这种端电压变化范围大的储能装置。
本文介绍了一种适用于矿用电机车的高升压比、高效率的新型非隔离变换器，即并联交错DC/DC变换器。与文献[12]中的两相升降压变换器相比，并联交错DC/DC变换器使有效占空比增加了2倍，保证在超级电容工作电压范围内都可以得到稳定的驱动系统所需电压；通过2个相位交错180°来控制电路，能够很好地抑制电流纹波；采用恒流限压法对超级电容充电，能够有效提高充电效率。
1 并联交错DC/DC变换器拓扑结构
矿用电机车电气结构如图1所示，包括超级电容储能装置、DC/DC变换器、驱动系统和地面充电桩4个部分。本文研究的是DC/DC变换器部分。图1中，L1和L2为储能/滤波电感，T1—T5为绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)，C1—C3为储能/滤波电容。L1、T1和L2、T2相连构成低压侧并联交错结构，C1、T3和C2、T4相连构成高压侧并联交错结构；T1和T2占空比相同，T3和T4占空比相同；控制信号之间的相位差为180°。通过控制C3和T5的通断能够改变C2的能量流动方向，使C1、C2串联，保证驱动系统的工作电压是电容电压的2倍。
图1 矿用电机车电气结构
Fig.1 Electrical structure of mine electric locomotive
为了简化分析，对变换器工作条件作如下假设：① 变换器的所有IGBT、电感和电容都为理想器件；② 变换器工作在连续导通模式中；③ 所有电容都足够大，在开通和关断期间电容电压恒定不变。
2 并联交错DC/DC变换器工作原理
2.1 升压驱动过程
在升压驱动模式下，DC/DC变换器等效电路如图2所示。其中，iSC、USC分别为超级电容电流和电压，iDC、UDC分别为驱动系统高压侧电流和电压，iL1、iL2为支路电流。当能量从低压侧超级电容流向高压侧驱动系统时，T1、T2和二极管D3、D4、D5组成两相升压电路，使输出电压升高。T1、T2的占空比M1、M2为
M1=M2=mboost
(1)
式中mboost为IGBT在升压时的占空比。
图2 升压驱动模式下变换器等效电路
Fig.2 Equivalent circuit of converter under boost drive mode
当0.5<mboost<1时，变换器工作波形如图3所示。其中，UT1、UT2为T1、T2的电压，ISC为超级电容平均电流，VDC为高压侧平均输出电压，ΔiL1、ΔiL2、ΔiSC分别为L1、L2和超级电容的纹波电流。
图3 升压驱动模式下变换器工作波形
Fig.3 Working waveforms of converter under boost drive mode
在t0～t1时间段内，T1开通，T2关断；超级电容给L1充电，L2给C3充电；C1和C2串联，为驱动系统负载提供能量。在t1～t2时间段内，T1和T2都开通；超级电容给L1和L2充电，C1和C2串联，为驱动系统负载提供能量。在t2～t3时间段内，T1关断，T2开通；L1给C1充电，C3给C2充电，超级电容、L1和C3为驱动系统负载提供能量。
驱动系统高压侧电压UDC与超级电容电压USC的关系为
(2)
电容C1、C2、C3的电压UC1、UC2、UC3和T1、T2的电压UT1、UT2分别为
(3)
电路的纹波电流为
(4)
式中fs为IGBT的开关频率。
2.2 降压充电过程
在降压充电模式下，DC/DC变换器等效电路如图4所示。当能量从高压侧地面充电桩流向低压侧超级电容时，通过T3、T4、T5和D1、D2组成降压电路，对超级电容充电，其中T3、T4、T5的占空比M3、M4和M5为
(5)
式中mbuck为IGBT在降压时的占空比。
图4 降压充电模式下变换器等效电路
Fig.4 Equivalent circuit of converter under buck charging mode
降压充电模式下IGBT开关状态见表1。
表1 降压充电模式下IGBT开关状态
Table 1 IGBT switch status under buck charging mode
在t0～t1时间段内，T3、T5开通，T4关闭；地面充电桩、L2、C1为超级电容充电提供能量，地面充电桩、C1为L1提供能量，地面充电桩、C2为C3提供能量。在t1～t2时间段内，T3、T4开通，T5关闭；地面充电桩、C1、C3为超级电容充电提供能量，地面充电桩、C1为L1提供能量，地面充电桩为C2提供能量，C3为L2提供能量。在t2～t3时间段内，T4开通，T3、T5关闭；L1、L2、C3为超级电容充电提供能量，地面充电桩为C1和C2提供能量。
超级电容电压USC与地面充电桩高压侧电压UDC的关系为
(6)
电容C1、C2、C3的电压UC1、UC2、UC3和T3、T4、T5的电压UT3、UT4、UT5分别为
(7)
电路的纹波电流为
(8)
3 并联交错DC/DC变换器控制策略
3.1 boost 模式下控制器设计
因超级电容的自身特性，端电压会随电池容量的下降而下降，为了使驱动系统能够得到稳定的输入电压，需要不断调节DC/DC变换器占空比。本文采用PWM电压电流双闭环控制，电压环是外环，电流环是内环。为实现DC/DC变换器两支路的均流，对2路电感分别独立控制，通过移相技术(控制信号间隔半个周期)来减小输出电流纹波。boost模式下变换器PI控制框图如图5所示。其中，Uref为外部给定电压，IL1ref、IL2ref为电路反馈电流，PI为比例积分调节器，Gid(s)为占空比扰动对电感电流的影响，Gui(s)为电感电流扰动对超级电容电压的影响，KI为电流比例系数，KV为电压比例系数。
图5 Boost模式下变换器控制框图
Fig.5 Control block diagram of converter under boost mode
占空比扰动对电感电流扰动的传递函数为
(9)
式中：CSC为超级电容组容量；Res为超级电容组等效电阻。
电感电流扰动对超级电容电压扰动的传递函数为
(10)
3.2 buck模式下控制器设计
当前超级电容充电方法主要包括恒定电压充电法、恒定电流充电法和恒定功率充电法。恒定功率充电法控制复杂，不适用于工作在恶劣环境中的矿用电机车。本文采用恒流限压法对超级电容充电：以恒定大电流对超级电容充电，以缩短充电时间；在超级电容快要达到额定电压时，切换成恒压充电，以避免充电结束时大电流对超级电容的损害[13]。
在切换瞬间，充电电压会发生变化，导致充电电流瞬间增大，对超级电容和DC/DC变换器造成冲击。为避免这种情况，设计了一种新的控制及切换方案，如图6所示。其中，SOC表示超级电容荷电状态，ISCref、USCref为外部给定电流和电压，i2e、u2e为降压充电模式下电流环产生的误差电流和电压环产生的误差电压。
图6 buck模式下变换器控制及切换框图
Fig.6 Control and switching block diagram of converter under buck mode
在切换瞬间，将恒流模式下PI 输出值作为恒压模式下PI 的积分初始值，将恒压模式下PI的输出值作为恒流模式下PI 的积分初始值，这样恒压模式中给出的控制信号能够无缝对接上一时间段的恒流控制模式的输出量，而后按照切换后的恒压控制模式控制电路[14]。
3.3 PWM信号的产生
通过调制法产生PWM信号，以控制IGBT的开通和关断。PWM信号产生逻辑如图7所示。其中i1e为升压驱动模式下电压/电流双闭环产生的误差电流。
以频率为fs的三角波为载波，误差电流i1e、i2e和误差电压u2e为信号波，经调制电路调节得到PWM1—PWM5，分别用于控制T1—T5的通断。PWM1和PWM2相位相差半个周期，PWM3和PWM4相位也相差半个周期，而PWM5相位和PWM4正好完全相反。
图7 PWM信号产生逻辑
Fig.7 PWM signal generation logic
4 实验结果与分析
采用文献[15]中的升压驱动和降压充电控制系统实验模型进行实验。根据实际需求，为了减少实验时间，适当降低超级电容容量，取为100 F，端电压取300 V，最小工作电压是端电压的50%(150 V)。设置电感L1、L2为0.45 mH，电容C1、C2、C3为0.75 mF，开关频率fs为20 kHz，驱动系统需要的直流电压为600 V。
4.1 升压驱动模式
在升压驱动模式下，超级电容通过DC/DC变换器为驱动系统提供稳定的直流电压，实验波形如图8所示。
(a) 超级电容电压
(b) 高压侧电压
(c) 电路电流
图8 升压驱动模式下实验波形
Fig.8 Experimental waveforms under boost drive mode
图8(a)中，随着驱动时间增大，超级电容消耗能量，端电压下降。图8 (b)中，经过DC/DC变换器升压得到的高压侧直流电压始终稳定在600 V，其波动在0.83%以内，并不会随着超级电容端电压的降低而发生变化。图8 (c)中，支路电流iL1、iL2相位相差半个开关周期，超级电容电流iSC等于iL1、iL2之和，其电流波动幅度为支路电流波动幅度的一半。
4.2 降压充电模式
在降压充电模式下，地面充电桩通过DC/DC变换器为超级电容提供能量，形成的波形如图9所示。
(a) 充电电流
(b) 超级电容SOC
图9 降压充电模式下实验波形
Fig.9 Experimental waveforms under buck charging mode
从图9可以看出，当地面充电桩向超级电容充电时，充电电流快速增大，此时超级电容SOC小幅上涨；当达到设定的大电流时，进行恒定大电流充电，SOC不断增大；当SOC达到95%时，充电模式由恒流限压模式转换为恒压模式，此时电流没有出现尖峰，而是快速平稳下降，实现了2种充电模式的无缝切换，此时SOC增加速度减缓；当SOC达到100%时，停止充电。
超级电容SOC从40%到100%只需要70 s左右时间，充电时间远远小于其他储能装置，体现了超级电容在充电速度方面的优越性。
5 结语
介绍了一种适用于矿用电机车的并联交错DC/DC变换器拓扑结构，该变换器能够有效解决高压侧电压随超级电容容量下降而达不到驱动系统所需电压的问题，并能够减小电流纹波和充电时间。双向DC/DC变换器是超级电容在工业生产中应用时不可或缺的重要部分，其针对超级电容的拓扑结构应能够继续扩大调压范围，提高超级电容的利用效率；控制策略应尽可能减小电压、电流对开关器件的冲击，降低电路中的能量损耗和器件损耗，从而推动超级电容快速发展。
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