0 引言

煤矿井下电动机受限于应用环境的特殊性，存在严重的能源浪费、运行效率低等问题。随着电力电子技术的发展及国家节能降耗的需要，大量矿用变频器被广泛应用于对电动机进行变频调速[1-2]。由于煤矿井下电动机之间距离较远，一般采用1 140，3 300 V甚至更高电压等级矿用变频器来降低电路损耗[3]。

二极管箝位式(Nautral-Point-Clamped，NPC)三电平逆变电路在矿用高压变频器中应用广泛[4-7]。目前三电平逆变电路PWM控制法分为载波调制PWM控制法、消除特定谐波PWM控制法和空间电压矢量PWM控制法[8]，其中载波调制PWM控制法因电路实现简单、控制效果良好，成为研究热点[9-10]。采用载波调制PWM控制法时，通常设置较高载波比来保证输出的PWM波不含低次谐波，仅有与载频相关的高次谐波[11]。然而，高载波比也意味着高开关频率，大量开关器件在高频工作状态下会产生大量开关损耗，带来严重的电能质量畸变问题。本文对矿用高压变频器开关调制策略进行优化，有效提高直流电压利用率，减少开关动作次数，降低开关损耗，改善输出电能质量。

1 载波调制PWM控制法原理

载波调制PWM控制法基本原理：将逆变电路期望输出的正弦信号作为调制波，接受调制的信号作为载波，载波与正弦调制波进行比较，在载波与正弦调制波交点时刻对逆变电路中开关器件的通断进行控制[12]。载波调制PWM控制法主要分为载波同相层叠PWM控制法、载波反相PWM控制法和载波交替反相PWM控制法。考虑到载波同相层叠PWM控制时逆变电路输出线电压谐波畸变率较小[13]，因此选用载波同相层叠PWM控制法。

以NPC三电平逆变电路A相为例，载波同相层叠PWM控制法原理如图1所示。三角载波uc1，uc2对称分布且相位相同。对正弦调制波ur的正半周与uc1进行比较，ur>uc1时A相输出相电压为+Ud/2(Ud为整流电路输出直流电压)，否则输出相电压为0；对正弦调制波ur的负半周与uc2进行比较，ur>uc2时A相输出相电压为-Ud/2，否则输出相电压为0。

图1 载波同相层叠PWM控制法原理
Fig.1 Principle of carrier-in-phase disposition
PWM control method

载波同相层叠PWM控制法实现简单，保证了逆变电路的输出波形质量。但正弦调制波基波幅值不高，使得逆变电路输出线电压基波幅值低，导致直流电压利用率低，同时存在每个周期内开关动作次数较高的问题。

2 载波同相层叠PWM控制法优化策略

三相正弦调制波的电压表达式为

(1)

式中：U1为三相正弦调制波幅值；ω为角速度；t为时间。

为提高正弦调制波基波幅值，对正弦调制波叠加3次谐波，降低正弦调制波波峰，使正弦调制波变为马鞍形调制波为A相马鞍形调制波)，如图2所示。

图2 马鞍形调制波与正弦调制波波形
Fig.2 Waveforms of saddle-shaped modulation wave and
sinusoidal modulation wave

三相马鞍形调制波的电压表达式为

(2)

式中k1为3次谐波的幅值系数。

由文献[14]可知，k1取值为1/6时，对逆变电路输出线电压的谐波影响最小，则A相马鞍形调制波的电压表达式为

(3)

以ωt为自变量，对式(3)进行求导，可得ωt=60°，代入式(3)得

(4)

由式(4)可知，在叠加3次谐波后，马鞍形调制波幅值减小了约15%。对不同调制波下逆变电路输出线电压调制效果进行比较时，正弦调制波幅值与马鞍形调制波幅值需相等，因此对马鞍形调制波幅值线性放大1/0.866≈1.15倍，则马鞍形调制波的电压表达式为

(5)

由式(5)可知，马鞍形调制波基波幅值为正弦调制波基波幅值的1.15倍，从而可提高直流电压利用率。

为减小开关动作次数，对正弦调制波叠加直流分量，使正弦调制波在波峰处保持1/3周期的幅值不变，此时正弦调制波变为梯形调制波，如图3所示为A相梯形调制波)。

图3 梯形调制波与正弦调制波波形
Fig.3 Waveforms of trapezoidal modulation wave and
sinusoidal modulation wave

梯形调制波的电压表达式为

(6)

式中：k2为梯形调制波的幅值系数；α为梯形化的倾斜角度。

梯形调制波与三角载波进行比较时，有1/3周期的开关状态不进行调制控制，即开关有1/3周期不动作，减小了开关动作次数，降低了开关损耗。

基于以上分析，采用正半周为马鞍形调制波、负半周为梯形调制波的优化调制波。具体实现：对正弦调制波叠加组合信号波，组合信号波的电压表达式为

up=-min(urA1,urB1,urC1)-1

(7)

优化后的三相调制波电压表达式为

(8)

优化调制波、正弦调制波与三角载波波形如图4所示。与正弦调制波相比，优化调制波可在正半周实现调制波基波幅值的提高，在负半周实现开关次数的减小。

图4 优化调制波、正弦调制波与三角载波波形
Fig.4 Waveforms of optimized modulation wave, sinusoidal
modulation wave and triangular carrier

3 仿真验证

利用Matlab建立由12脉波整流电路和NPC三电平逆变电路相结合的高压变频器仿真模型，设定输入电源为线电压3 300 V的三相对称正弦电压，载波频率为750 Hz，调制波频率为50 Hz，载波比为15，载波幅值为1。

分别采用正弦调制波和优化调制波时逆变电路输出线电压有效值如图5所示。可看出采用正弦调制波时逆变电路输出线电压有效值为3 259 V，采用优化调制波时逆变电路输出线电压有效值为3 879 V。逆变电路输出线电压有效值与线电压基波幅值正相关[15]，可见采用优化调制波后有效提高了直流电压利用率。

图5 不同调制波下逆变电路输出线电压有效值波形
Fig.5 Waveform of inverter output line voltage under
different modulation waves

分别采用正弦调制波和优化调制波时逆变电路输出相电压波形如图6所示。可看出在1个周期内，采用优化调制波时相电压有1/3周期保持不变，与采用正弦调制波时相比，减少了开关动作次数，达到了开关损耗优化的目的。

对逆变电路输出线电压进行傅里叶分解，得到谐波频谱分布，如图7所示。可看出采用正弦调制波时总谐波畸变率(Total Harmonic Distortion，THD)为35.32%，采用优化调制波时THD降低为25.16%，输出线电压中不含3，6，9，12次谐波，减小了低次谐波含量，保证了输出线电压的电能质量。

(a) 正弦调制波

(b) 优化调制波

图6 不同调制波下逆变电路输出相电压波形
Fig.6 Waveform of inverter output phase voltage under
different modulation waves

图7 逆变电路输出线电压谐波频谱
Fig.7 Harmonic spectrum of inverter output line voltage

4 结语

在载波同相层叠PWM控制法的基础上，对正弦调制波进行优化：通过对正弦调制波叠加3次谐波和直流分量，得到正半周为马鞍形调制波、负半周为梯形调制波的优化调制波。仿真结果表明，与正弦调制波相比，优化调制波能显著提高直流电压利用率，减小开关损耗，有效降低输出线电压THD。

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